На элементах R2, R3, C3, VD2, VD4, VT1 выполнена схема задержки подачи на ВОГ напряжения ±15 В и его снятия при исчезновении напряжения на СЛД. Работает схема следующим образом. При появлении напряжения питания на аноде СЛД конденсатор C3 начинает заряжаться через резистор R3. Когда напряжение на нем достигнет уровня около 1.2 В открывается транзистор VT1 и через ограничительный резистор R4 в базу транзистора VT2 поступает открывающий его ток, при этом срабатывает реле Р1 и через контакты Р1.1 и Р1.2 напряжение ±15В поступает на ВОГ. Если напряжение на СЛД по какой-либо причине исчезнет, то конденсатор C3 быстро разряжается через диод VD2 и резистор R2, транзисторы VT1 и VT2 закрываются и реле размыкает цепь подачи ±15 В на ВОГ.
Диод VD4 поднимает порог открывания транзистора VT1 на 0.5 В. Диод VD5 защищает транзистор VT2 от пробоя при отключении реле. Диоды VD3, VD4, VD5 типа КД522.
При выборе величины R3 = 100 кОм и C3 = 10.0 мкФ. постоянная времени цепи задержки Т будет равна:
Т = 2·3.14·R3·C3 = 6.28 · 100·103 ·10.0·10-6 = 6.28 c.
Реально открывание транзистора VT1 происходит примерно через 0.5 с.
Величина резистора R4 при заданном токе базы транзистора VT2 Iб2 = 2 мА. определяется по следующей формуле:
15 B. 15
R4
= = = 7500 Ом. ( Выбираю
R4 = 10 кОм )
Iб2. 0.002
Резисторы R5, R6 и конденсаторы C4...C7 образуют фильтр по цепи питания ±15 В. Их величины не рассчитывались, а выбраны в соответствие с рекомендациями приведенными в инструкции по эксплуатации ВОГ.
R5 = R6 = 1 Ом, C4 = C6 = 0.22 мкФ, C5 = C7 = 10.0 мкФ.
Транзистор VT1 типа КТ315, VT2 типа КТ502. Реле типа РЭС60, РЭС80. Стабилитрон VD6 необходим при использовании реле с напряжением удержания менее 15 В. Он служит для обеспечения надежного выключения реле при пропадании одного из напряжений ±15 В. В макете использован стабилитрон типа Д814А имеющий напряжение стабилизации 8 В.
Описание элементов электрической схемы канала стабилизации.
Электрическая схема слаботочной части канала стабилизации представлена на рис.3. Рассмотрим элементы схемы.
1. Интегратор и предварительный усилитель.
Особенностью использования ДУСа в качестве чувствительного элемента (ЧЭ) ИГС является необходимость применения интегрирующих звеньев в канале стабилизации для получения необходимого коэффициента усиления в низкочастотной области ЛАХ. При использовании идеального интегратора происходит стабилизация по углу вместо стабилизации по скорости.
Интегратор выполнен на микросхеме DA1. Его передаточная функция при R1 = R5 = R имеет следующий вид [1]:
- Ku'
Wи(s) =
(s/[Ku'·fср] + 1) · (s·Ku'·R· C + 1)
где Кu' - коэффициент усиления ОУ без цепей обратной связи;
fср - частота единичного усиления ОУ;
С = C1.
В качестве DA1 применен ОУ типа КР140УД18 имеющий следующие характеристики [2]:
Uпит.ном.[B] 2х15 (6..18);
Ku' 50000;
Uсм.[mB] 10;
Iвх[нА] 1;
DIвх[нА] 0.1;
fср[Гц] 1;
Vu [B/мкс] 5;
Rвх[МОм] 1000000.
Выбор данного типа ОУ обусловлен его высоким входным сопротивлением Rвх. и повышенной частотой единичного усиления fср. При подстановке этих параметров в выражение для Wи(s) получается выражение следующего вида (при R=R1=1 МОм, С=C1= 2.2 мкФ):
-5·104 -5·104
Wи(s)
= =
(s/5·1010+1)·(s·1.1·104+1) (T1·s+1) · (T2·s+1)
В данном выражении T1 << 1, поэтому первую скобку знаменателя можно принять равной единице, а во второй скобке Т2 соответствует частоте среза
w2 = 1/Т2 = 1/1.1·104 = 9.1·10-5 1/c = 1.5·10-5 Гц.
Поэтому с достаточной для практического использования точностью, можно считать интегратор идеальным с передаточной функцией:
-1 1
Wи(s)
= = Ки
· ,
s·R·C s
где Ки=-1/(R1·C1)=-1/(1·106·2.2·10-6)=-0.455- коэффициент
передачи интегратора (при R1=1MОм и C1=2.2мкФ.).
Основные составляющие ошибок интегрирования обусловлены напряжением смещения нуля Uсм и входными токами ОУ, которые даже при Uвх=0 протекают через конденсатор C1 заряжая его. Это приводит к появлению линейно изменяющегося выходного напряжения, что приводит со временем к насыщению ОУ. При заземлении неинвертирующего входа ОУ через резистор R5 = R1, на погрешность интегрирования будет влиять только разность входных токов ОУ, которая для данного типа ОУ в 10 раз меньше входного тока ОУ. Для устранения влияния Uсм ОУ, а также Uсм ВОГ применена подстройка ноля, выполненная на элементах R2, R3, R4, VD1, VD2.
При выборе величины R2 = R3 = 15 кОм через диоды протекает ток: I = 15B/15кОм = 1 мА. и на них выделяется напряжение около 1 В, которое используется для создания напряжения смещения для балансировки ОУ с помощью переменного резистора R4 = 6.8 кОм. Такой способ подачи напряжения смещения позволяет практически исключить влияние изменений напряжения питания ОУ, к которому подключена цепь балансировки, на величину напряжения балансировки.
На ОУ DA2 выполнен предварительный усилитель, имеющий коэффициент усиления (при R6=10 кОм, R7=200 кОм):
Кпу = -R7/R6 = -200кОм/10кОм = -20
Требования к параметрам ОУ DA2 невысоки, поэтому на его месте использован ОУ типа КР140УД20А, имеющий следующие характеристики:
Uпит.ном.[B] 2х15 (5..18.5);
Ku' 50000;
Uсм.[mB] 5;
Iвх.[нА] 100;
DIвх.[нА] 30;
fср.[Гц] 0.5;
Vu [B/мкс] 0.3;
Rвх.[МОм] 0.4.
Таким образом, напряжение на выходе ОУ DA2 пропорционально углу поворота ВОГ a:
Uвых = Ки · Wи(s) · Кпу · Квог · (a · s) =
1
=
-0.45 ·
·
(-20) ·
0.18 ·
a ·
s = Kип.·
a
s
где Квог = 0.18 В/(град./сек.) - коэффициент передачи ВОГ;
a·s - угловая скорость измеряемая ВОГ;
Кип. = 1.64 В/град. = 94 В/рад. - коэффициент передачи ВОГа, интегрaтора и предварительного усилителя.
2. Промежуточный усилитель и схема гальванической развязки.
На DA4 выполнена схема гальванической развязки, на DA3 - промежуточный усилитель. Оба ОУ типа КР140УД20А. DA3.1 имеет коэффициент усиления К = R11/R10 = 200·103 /10·103 = 20 (при R10 = 10 кОм и R11 = 200 кОм). Кроме сигнала с выхода интегратора на его вход подается напряжение с выхода ВОГ, что обеспечивает появление дифференциала в ЛАХ разомкнутого канала на частоте w, которая определяется из следующих выражений:
w = 1/Tд
Тд = Кд/(Кип./Квог) = Кд/(94/(0.18 · 57.3)) = Кд/9.1
При R10 = R17 = 10 кОм коэффициент передачи делителя R8, R9 (Кд) определяется по следующей формуле:
Кд = R9/(R8+R9).
При w = 40 1/с получаем Тд = 1/w = 1/40 = 0.025 c. откуда:
Кд/9.1 = 0.025 или Кд = 0.23
Тогда при выборе R9 = 3 кОм., номинал резистора R8 определится по следующей формуле:
R8 = R9/Kд - R9 = 3·103/0.23 - 3·103 = 10043 Ом = 10 кОм
Такой способ получения дифференциала от угла поворота ВОГ обеспечивает меньший уровень помех на выходе дифференциатора, чем при использовании дифференцирующей RC-цепочки.
Отключение полученного дифференциала происходит с помощью интегрирующей цепочки R12, C2, частота среза wср. которой при R12 = 10 кОм. и C2 = 0.15 мкФ. равна:
wср = 1/(10·103 ·0.15·10-6) = 667 1/c = 105 Гц.
Ти = 1/wср = 1/667 = 0.0015 с.
Таким образом в канале формируется корректирующее звено с передаточной функцией вида:
Тд · s + 1 0.025 · s + 1
Wкз(s)
= =
Ти · s + 1 0.0015 · s + 1
Коэффициент усиления ОУ DA3.2 при R12 = 10 кОм и R13 = 20 кОм определяется по формуле К = R13/R12 = 20/10 = 2. Этот ОУ используется для изменения при необходимости коэффициента передачи канала. Диоды на входе DA3.2 ограничивают его выходное напряжение на уровне Uвых = 0.5В.·К.
Это предохраняет ОУ DA3.2 от насыщения выходного каскада, а, следовательно, от появления дополнительных нелинейностей в канале.
Конденсаторы C3...C5 препятствуют прохождению через ОУ высокочастотных шумов. Их номинал 30 пФ.
2. Схема гальванической развязки.
Гальваническая развязка схемы от УМ осуществляется с помощью диодных оптопар типа АОД101. Ток в светодиоды оптронов V1, V2 поступает из преобразователя напряжение-ток, выполненного на ОУ DA4.2. Транзисторы VT1, VT2 типа КТ502, КТ503 служат для увеличения выходного тока преобразователя до 15мА. Они выбираются по максимальной рассеиваемой мощности коллектора, которая определяется по формуле:
Рк = (15 - Uo - Io · R16) · Io =
= (15 - 2 - 15 ·10-3 ·300) ·15·10-3 = 0.13 Вт.
где Uo =2В.-падение напряжения на светодиоде оптрона;
Io =15 мА. - максимальный ток через светодиод
оптрона;
R16 = 300 Ом.
Электрические параметры транзисторов КТ502, КТ503 следующие:
Рк.макс. [Вт] 0.35;
Uкб.обр. [B] не менее 40;
Iк.макс. [mA] 150.
Резистор R16 определяет коэффициент передачи преобразователя напряжение-ток, который при выборе R16 = 300 Ом составляет:
Кui = 1/R16 = 1/300 = 0.003 А./В. = 3 мА./В.
Коэффициенты передачи оптронов могут различаться более чем на порядок. Для компенсации этого различия служит схема выполненная на ОУ DA4.1, в которой подстроечным резистором R15 = 15 кОм. Производится регулировка коэффициента усиления отдельно для положительной и отрицательной половин входного сигнала. При выборе резистора R14 = 10 кОм коэффициент передачи DA4.1 может изменяться в пределах 0..1.5.
3. Усилитель мощности с широтно-импульсной
модуляцией выходного напряжения.
Для управления исполнительными двигателями (ИД) гиростабилизатора была разработана схема усилителя мощности (УМ) с применением широтноимпульсной модуляции выходного напряжения. Основные требования
предъявляемые к УМ, следующие:
— максимальная надежность
а) сохранение работоспособности при изменении:
температуры окружающей среды в диапазоне 30...+60 град.С;
напряжения питания в диапазоне 15...36 В;
б) сохранение работоспособности при пропадании одного из напряжений питания или входа;
в) защита схемы от перепутки полярности питания,
от короткого замыкания в нагрузке,
от перегрева;
— гальваническая развязка от усилительно-преобразую-щей части схемы.
— минимальный уровень помех;
— минимальные масса, собственное энергопотребление, габариты;
— возможность работы на индуктивную нагрузку;
Для передачи аналогового сигнала в нагрузку используют различные виды модуляции импульсной последовательности: ШИМ, ЧИМ, РИМ и т.д. В разработанном УМ применена широтно-импульсная модуляция (ШИМ), основное преимущество которой от других видов импульсных модуляций - это постоянство частоты коммутации ключей, что позволяет:
— синхронизировать работу всех потребителей;
— зафиксировать нижнюю границу рабочих частот УМ, что облегчает построение фильтров "срезающих" высокочастотные помехи возникающие при коммутации силовых ключей УМ.
Существует два типа ШИМ:
а) имеющие при Uвх.=0 постоянно закрытые ключи;
“+” более высокий КПД, чем тип б);
“-” при малых Uвх. происходит резкое возрастание Rвых. из-за появления режима прерывистых токов дросселя;
б) имеющие при Uвх.=0 на выходе меандр скважности 0.5;
“+” отсутствие недостатка типа а), что позволяет использовать этот тип ШИМ для коммутации индуктивной нагрузки.
Разработанный УМ при соответствующей регулировке может реализовать как первый, так и второй типы ШИМ, а также все промежуточные между ними виды. Частота коммутации силовых ключей в разработанном УМ может быть установлена в диапазоне 10...50 кГц. В макете частота коммутации равна 20 кГц.
Схема состоит из следующих основных узлов:
1. схема управления, состоящая из:
- задающего генератора;
- промежуточного усилителя с гальванической
развязкой Uвх.;
2. мостовой переключатель с цепью защиты от перегрузки по току и перегрева;
1) Cхемa управления.
Схема управления представлена на Рис.4.
Схема управления содержит в себе:
- предварительный усилитель, выполненный на ОУ DA1.2;
- генератор пилообразного напряжения, выполненный на
компараторе DA3;
- устройства сравнения на компараторах DA4, DA5;
- повторителя напряжения "общего провода" на ОУ DA1.1.
Входной сигнал поступающий на вход ОУ DA1.2 может быть трех видов:
1) в виде входного напряжения Uвх. или
2) входного тока, подающихся относительно зажима "Общ.";
3) в виде входного тока, поступающего в светодиоды оптронов через выводы "Iоп". В этом случае обеспечивается гальваническая развязка источника входного сигнала и УМ.
В первом случае резистор R11 можно исключить. Интегрирующая цепочка R19, C7 на входе УМ служит для подавления высокочастотных помех, возникающих в линии связи между УМ и источником сигнала. Задавшись частотой среза fср. = 2 кГц, и C7 = 0.1 мкФ, определяю номинал R19:
R19 = 1/(2·3.14·fср.·C7) = 1/(2·3.14·2·103·0.1·10-6) = 796 Ом
Принимаю R19 = 1 кОм, тогда
fср. = 1/(6.28·R19·C7) = 1/(6.28·1·103·1·10-7) = 1.6 кГц.
Во втором случае R19 и C7 необходимо исключить. Напряжения на резисторе R11 пропорционально току протекающему в паре проводов "Iвх" и "Общ". Задавшись коэффициентом пропорциональности К = 10 мА/В определяю величину R11.
R11 = 1/К = 1/10·10-3 = 100 Ом
Второй вариант подачи входного сигнала предпочтительнее первого, т.к. при длинной линии связи передача тока вместо напряжения обеспечивает много меньший уровень помех на входе УМ. В третьем случае по проводникам "Iоп" также передается ток, питающий оптроны V1.1 и V1.2, благодаря которым обеспечивается гальваническая развязка источника входного сигнала и УМ. При подаче входного сигнала через оптопару, перемычка а-b удаляется.
Определяю номиналы элементов цепи гальванической развязки. Оптроны выбраны диодные типа АОД101, т.к. их температурная и временная стабильностью выше чем у других типов оптронов. Максимальный входной ток оптрона Iо.мах. = 20 мА. В зависимости от знака тока Iоп, он протекает через V1.1 или V2.1. Этот ток вызывает появление тока в обратносмещенных фотодиодах V1.2 или V2.2, что вызывает изменение потенциала в точке их соединения. Это изменение через R6 подается на вход DA1.2. Определяю величину резисторов R4 = R5 из условий:
1) R4 << Rтемн. = 1 мОм;
2) R4 > U/Iфд. = 1/0.2·10-3 = 5000 Ом = 5 кОм.
Где Rтемн. - обратное сопротивление неосвещенного V1.2 (V2.2);
U - напряжение которое необходимо подать на вход DA1.2(задаюсь);
Iфд. = Iо.мах. ·Кi = 20·10-3·0.01 = 0.0002 A = 0.2 mA.
обратный ток через фотодиод при максимальном входном токе;
здесь Кi = 0.01 - коэффициент передачи оптрона по току.
(из справочника)
Принимаю R4 = R5 = 10 кОм.
Генератор пилообразного напряжения выполнен на компараторе DA3, на выходе которого включена стабилизирующая цепочка R17, Vd2, формирующая стабильное напряжение для зарядки конденсатора C6 и установки амплитуды пилообразного напряжения. Это позволяет избавиться от влияния напряжения питания на частоту и амплитуду "пилы". В качестве DA3 целесообразнее применить компаратор, а не ОУ т.к.:
- его выходное напряжение не более чем на 1 В. отличается от Uпит.;
- скорость переключения компаратора много больше, чем у ОУ общего применения, что позволяет формировать "пилу" с острыми пиками (это влияет на линейность передаточной характеристики УМ).
Определяю номиналы входящих в генератор элементов. Напряжение стабилизации стабилитрона VD2 определяю из условия:
Uст. < (Uпит.мin-1)/2 = (15-1)/2 = 7 В.
Выбираю стабилитрон VD2 типа КС162А (двуполярный), имеющий напряжение стабилизации Uст = 5.9..6.5 В. Амплитуда напряжения "пилы" Uпил. задается отношением резисторов R14, R15. При Uпил. = 1 В. и R15 = 10 кОм величина R14 равна:
Uпил. ·R15
R14
= = 1·15·103/(6.2-1)
= 2884 Ом = 3 кОм.
Uст.-Uпил.
Коллектор выходного транзистора компаратора DA3 через резистор R18 = 2 кОм подключен к "+Uпит" для снижения уровня помех в цепи питания ОУ. Резистор R17 определяет ток через стабилитрон VD2.
Uпит.мах./2
R17
> = 35/2/30·10-3
= 583 Ом.
Iст.мах.
где Iст.мах. = 30 мА. - максимально допустимый ток через стабилитрон. Принимаю R17 = 2 кОм.
Заряд
конденсатора
C6, на котором
формируется
пилообразное
напряжение,
происходит
через резистор
R16. При Uпил.<
Uст. 6.2
R16
= = = 70454Ом.
2·Uпил. ·fраб.·C6 2·1·2·104·2.2·10-9
При построении формирующей цепочки R16, C6 необходимо стремиться к использованию более высокоомного резистора R16, а величину C6 желательно уменьшать, для уменьшения токов в цепях генератора "пилы". В любом случае резистор R16 необходимо подбирать при настройке УМ. При работе с внешней синхронизацией частоту собственных колебаний генератора "пилы" следует устанавливать на 5..10 % меньшей частоты внешнего синхросигнала. Амплитуда напряжения синхронизации подаваемого на вход "fсинхр." УМ должна быть большей амплитуды напряжения "пилы". Конденсатор C8 разделительный, его номинал C8 = 0.47 мкФ. Резистор R20 и C9 образуют ФНЧ с частотой среза fср. = 1.5 · fсинхр. = 30 кГц. При C9=47 нФ. величина R20 определяется по следующей формуле:
R20 = 1/(2·3.14·fср.·C9) = 1/(2·3.14·30·103·47·10-9) = 110 Ом
На диодах VD3...6 и резисторах R9, R10 собрана схема создания пороговых напряжений, которые формируются на смещенных в прямом направлении р-n переходах диодов. Напряжение на двух последовательно включенных диодах равно Uпор. = 1 В. Резисторы R9, R10 выбираются таким образом, чтобы обеспечить протекающий через диоды ток на уровне 0.5..1мА.
Uпит.
R10
= R9 = ·0.5
= 24/10-3·0.5
= 12000 Ом = 12 кОм.
Iдиода
Конденсатор C4 фильтрующий, он служит для уменьшения уровня шумов в составе напряжения Uпор. Его номинал - C4 = 0.22 мкФ. Оба пороговых напряжения одновременно смещаются относительно общего провода при изменении выходного напряжения на выходе ОУ DA1.2.
Коэффициент усиления ОУ DA1.2 определяется отношением резисторов R6, R8 и выбирается исходя из следующих соображений. Амплитуда напряжения на выходе оптронов U равна 1 В. (задаюсь, см. выше). Амплитуда напряжения на выходе ОУ должна быть не менее Uвых. = 2 · Uпил. = 2 В.
Т.о. коэффициент усиления ОУ DA1.2:
К = Uвых./U = 2/1 = 2.
Тогда при R6 = 10 кОм,
R8 = R6 · (K - 1) = 104·(2-1) = 10000 = 10 кОм.
Неинвертирующее включение ОУ DA1.2 выбрано для увеличения его входного сопротивления.
При передаче входного сигнала током c выделением его в виде напряжения на R11 - Ur11, расчет проводят аналогично, приняв Uвх = Ur11.
В цепи питания ОУ и компараторов установлен RC-фильтр, выполненный на R1, C1, C2. При R1 = 47 Ом, C1= 0.47 мкФ, C2 = 10.0 мкФ частота среза фильтра равна:
fср=1/(6.28·R1·(C1+C2))=1/(6.28·47·(10+0.47)·10-6) = 323 Гц.
Диод VD1 обеспечивает защиту схемы управления от выгорания при перепутке полярности при подаче питающего напряжения.
Формирование потенциала "общей точки" производится делителем R2, R3, величина резисторов которого должна быть не менее чем в 10 раз меньше входного сопротивления ОУ, равного для КР140УД20 500 кОм. Выбираю R2 = R3 = 50 кОм. Конденсатор C3 имеет емкость 0.22 мкФ. Напряжение с делителя R2, R3 поступает на повторитель выполненный на ОУ DA1.1, на выходе которого включен фильтрующий конденсатор C5 емкостью 0.47 мкФ. Резистор R12 подстроечный, служит для выставки ноля УМ. Его величина - 4.7 кОм.
При отсутствии гальванической развязки УМ от источника входного сигнала напряжение "общей точки" подается на повторитель DA1.1 через резистор R13, величина которого должна быть много меньше R2, R3. Выбираю R13 = 1 кОм.
2. Мостовой переключатель.
Схема ключевого каскада УМ позволяет с помощью только одного УМ запитывать оба двигателя стабилизации. Причем, благодаря применению мостовой схемы, напряжение на двигателях стабилизации изменяется на ± Uпит., при наличии только однополярного +Uпит. для питания самого УМ.
Электрическая схема ключевого каскада УМ приведена на Рис.5. Работа ее происходит следующим образом.
Включение каждого плеча (VT1, VT3 и VT2, VT4) моста происходит при “замыкании” точек 1-2 и 3-4 схемы через открытые внутренние транзисторы компараторов DA4, DA5 схемы управления (рис.5). Закрывание ключей происходит при “размыкании” точек 1-2 и 3-4 схемы. Закрытие ключевых транзисторов пассивное, его скорость определяется скоростью рассасывания заряда затвора через резисторы R5...R8. При R5...R8=30 Ом время закрытия транзисторов tзакр. = 0.5 мкс.
Суммарная величина сопротивлений R10+R12 и R11+R13 определяет базовый ток ключевых транзисторов в каждом плече моста.
Uпит.max-1.3B 36-2B
R10+R12
= = = 340 Ом
Iб 0.1
где Uпит.max - максимальное напряжение питания;
2В - сумма падений напряжения на переходах Б-Э силовых ключей и К-Э управляющего транзистора компаратора. Iб - базовый ток ключей, который определяется из следующего условия;
Iк.мах
< Iб
< 0.15 A
h21э
3
=
0.075 < Iб
< 0.15
40
Принимаю Iб = 0.1 А.
Здесь Iк.мах - максимально возможный ток коллектора силового ключа;
h21э - минимальный коэффициент передачи по току данного типа силового ключа (выбираем из справочника);
Ограничение тока базы "сверху" накладывается максимально допустимым током коллектора выходного транзистора компаратора схемы управления, который коммутирует базовый ток силовых ключей. При необходимости коммутировать ток базы больший 0.15 А, к внутреннему транзистору компаратора подключают дополнительно внешний по схеме составного транзистора.
Максимальная мощность выделяемая в R10+R12 равна:
Р(R10+R12) = Iб2 Ч (R10+R12) = 0.01Ч340 = 3.4 Вт.
Принимаем номинал резисторов и их мощность следующими:
R10 = R11 = R12 = R13 = 170 Ом.
РR10 = Р(R10+R12)/4 = 0.85 = 1 Вт.
Увеличение токов базы и рассасывания позволяет уменьшить времена закрывания и открывания ключей (tзакр. и tотк.). Это позволяет увеличить частоту коммутации fком. ключей, что дает возможность уменьшить величину индуктивности фильтра L1, однако при этом:
1) возрастают коммутационные потери в ключах;
1) увеличиваются импульсные помехи;
2) появляются трудности с подбором мощных импульсных диодов.
В качестве ключей применена комплементарная пара полевых n и р-канальных СИТ - транзисторов типа КП954А, КП964А, которые имеют следующие характеристики:
Iс.мах. 20 А;
Uс.и.мах. 150 В;
Uс.и.обр. 80 В;
Uс.и.нас.(Iс.=20А) 0.7 В;
tсп. = tвкл. 50 нс;
tрасс. 0.5 мкс;
Рс.max. 40 Вт.
Применение полевых транзисторов вместо биполярных позволяет:
1) иметь малые tрасс., т.е. уменьшить нелинейность выходной характеристики в области малых сигналов (вблизи нуля);
2) иметь малые tсп. и tвкл., т.е. уменьшить динамические потери при переключении, следовательно, уменьшить температуру транзисторов и, следовательно, вероятность их отказа;
3) повысить надежность УМ, т.к. у полевых транзисторов отсутствует вторичный пробой, что особенно важно при индуктивной нагрузке.
Диоды VD6...VD9 служат для замыкания цепи тока нагрузки при закрытых ключах. Они выбираются по максимальному току и по времени восстановления обратного сопротивления. В схеме использованы импульсные диоды типа КД212А имеющие следующие электрические параметры:
Uобр. 200 В;
Iпр.пост. 1 А;
tвосст. 0.3 мкс.
Диоды VD1...VD4 служат для защиты от пробоя перехода затвор - исток транзисторов VT4...VT4. Здесь могут быть использованы любые маломощные импульсные диоды, в схеме применен КД522.
Схема защиты УМ от перегрузки по выходному току выполнена на транзисторах VT5...VT9. Она работает следующим образом. Ток нагрузки, протекая через измерительный резистор R17, образует на нем падение напряжения U = Iн.ЧR17. При превышении этим напряжением заданного порога, транзисторы VT5...VT9 открываются и запирают силовые ключи, прекращая подачу тока в нагрузку.
Транзисторы VT5...VT9, кроме того, могут быть открыты током проходящим через резистор R18 и обратно смещенные переходы транзистора VT10. Этот ток возникает при обратимом тепловом пробое транзистора VT10, причиной которого является перегрев VT10 выше температуры примерно в 100 градусов. Транзистор VT10 германиевый, он закрепляется на радиаторе ключей и выполняет роль защиты ключей от перегрева. В схеме использован транзистор типа МП16.
Резиторы R3, R4, R14 задают базовый ток Iб транзисторов VT7...VT9, который определяется из условия:
Iб > Iк.VT7.max./h21э.min. = 0.1/40 = 0.0025 А = 2.5 мА.
Принимаю Iб.VT7 = 5 мА.,
R7 = (1B-0.5В)/5mA = 100 Ом
здесь 1В - напряжение срабатывания защиты;
0.5В - падение напряжения на переходе Б-Э.
Принимаю R7...R9 = 100 Ом.
Величина резистора R18 равна:
R18 = Uпит.max. /Iб.VT9.max = 36/0.04 = 900 Ом
Принимаю R18 = 3 кОм.
Величина коллекторного сопротивления Rк VT5...VT8 для обеспечения надежного запирания силовых ключей должна быть не более:
Rк. < R5 / 10 = 30/10 = 3 Ом.
Максимально допустимый ток коллектора VT5...VT8 должен быть не менее Iб.ключей = 0.1 A. В макете в качестве VT5...VT9 использованы транзисторы:
VT5, VT6 — типа КТ608,
VT7...VT9 — типа КТ209М
Для уменьшения потерь мощности в измерительном резисторе R17 применена подставка напряжения, выполненная на элементах VD10, R15, R16. Рассчитаем защиту на ток срабатывания Iср. = 3 А.
Rизм < 0.7/Iср. = 0.7/3 = 0.23 Ома.
Выбираю Rизм. = 0.1 Ома, тогда напряжение на нем при Iн.=Iср. Uи. и рассеиваемая в нем при этом мощность Ризм.мах. следующие:
Uи. = R17ЧIср. = 0.1Ч3 = 0.3 В.
Ризм.мах. = Iср. ЧUи. = 3Ч0.3 = 0.9 Вт.
Ризм.ном. = Iном.2ЧR17 = 22Ч0.1 = 0.4 Вт.
(при номинальном токе Iном. = 2А)
Ток диода VD10 должен быть больше суммы базовых токов VT7...VT9 необходимых для их открывания.
IVD10 = 10e-3 > 6 mA.
R16 = Uпит.min./Ivd7 = 15/0.006 = 3000 Ом = 2.5 кОм.
Чтобы R15 не шунтировал VD10 его величина выбирается из условия:
R15 > R16Ч0.7/Uпит.max. = 2500Ч0.7/36 = 48 Ом.
Выбираю R15 = 350 Ом.
Напряжение на открытом диоде = 0.5 В., на R15.2 должно присутствовать напряжение U = 0.5 - Uизм. = 0.5-0.3 = 0.2 В.
Тогда
R15.2 = UЧR15/0.7 = 0.2Ч350/0.7 = 100 Ом.
R15.1 = 350 - 100 = 250 Ом.
Таким образом R15 должен быть “разделен” на два резистора с номиналами 100 и 250 Ом.
Расчет входного LC-фильтра.
Определяю диаметр провода d по заданной максимально допустимой плотность тока j = 10 А/мм2 в нем:
4ЧIн.ном. 4Ч2
d
= = = 0.5 мм
3.14Чj 3.14Ч10
Фильтр выполняю на сердечнике К20х12х6 из феррита 2000НМ1. Его данные:
Sст.[см2] = 0.24; (площадь поперечного сечения)
Lc. [см] = 5.03; (средняя длина магнитной линии)
Bmax [Tл] = 0.3. (индукция насыщения)
Полагаю 1) Lз. << Lc. (Lз. - величина немагнитного зазора)
2) магнитное сопротивление зазора >> сопротивления сердечника;
3) Lз << его площади.
Задаю рабочую индукцию в зазоре В = 0.2 Тл. Обмотка однослойная. Определяю количество витков W в обмотке.
3.14Ч (d'-2Чd) 3.14Ч(12-2Ч0.5)
W
= = = 69
d 0.5
где d' - внутренний диаметр магнитопровода.
Напряженность магнитного поля в зазоре
H = B/m0 = 0.2/1.26Ч10-6 = 158730 A/m;
где m0 = 1.26Ч10-6 абсолютная магнитная проницаемость.
Lз = Iн.ном. ЧW/H = 2Ч69/158730 = 0.00087 м = 0.9 мм.
Определяю индуктивность (L1).
Для кольцевого магнитопровода индуктивность равна:
r
a
D
m0 D+r
L’
= ЧW2
Чa
Ч
ln
2Чp D-r
r = (d''-d')/2 = (20-12)/2 = 4 мм.
D = r + d'= 4+12 =
29-04-2015, 04:02